Научная электронная библиотека

Монографии, изданные в издательстве Российской Академии Естествознания

Архитектура и схемотехника управляемых усилителей и смесителей сигналов

Прокопенко Н Н, Будяков П С,

Глава 12. АНАЛОГОВЫЕ ПЕРЕМНОЖИТЕЛИ СИГНАЛОВ НА БАЗЕ КАСКОДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

В современной ВЧ и СВЧ микросхемотехнике находят широкое применение каскодные дифференциальные усилители (КДУ), которые благодаря слабой внутренней обратной связи относятся к числу наиболее высокочастотных. Все известные КДУ можно разделить на два больших подкласса – классические КДУ на однотипных транзисторах [61], и на так называемые «перегнутые» каскоды, у которых выходные транзисторы имеют (в сравнении с входными транзисторами) другой тип проводимости. Следует также отметить, что в микросхемотехнике известны и другие модификации КДУ с другими вариантами построения выходных составных транзисторов (см. например [62, 63, 64]).  

Рис. 12.1. Базовая схема КДУ [61]

Ниже рассматриваются варианты построения управляемого усилителя, а также перемножителей сигналов на базе КДУ рис. 12.1.

а                                                 б

Рис. 12.2. Способы управления усилением каскодного ДУ [65]

Варианты построения выходных составных транзисторов VT1 и VT2 КДУ представлены на рис. 12.3 [65].  

Рис. 12.3. Варианты построения выходных составных транзисторов VT1 и VT2

Рассмотрим работу схемы КДУ рис. 12.2б [65].

В статическом режиме при нулевом напряжении управления (uy = 0) ток через резистор R3 близок к нулю.

Коэффициент усиления по напряжению Ku для дифференциального выхода определяется формулой

(12.1)

где Rн – эквивалентное сопротивление резисторов нагрузки R1 и R2; SS – крутизна преобразования напряжения uвх в токи коллекторов транзисторов VT1 и VT2.

Причем крутизна

(12.2)

где φт ≈ 26 мВ – температурный потенциал; I3 – суммарный статистический ток эмиттерной цепи транзисторовVT3 и VT4 (Iэ1 + Iэ2 = I3);
rэi = φт/Iэi – дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода i-го транзистора (i = 1, 2) схемы при статистическом токе эмиттера Iэi = I3/2.

Таким образом, при uy = 0 для схемы на рис. 12.2б

(12.3)

Если управляющее напряжение Uy на управляющем входе Вх.у получает положительное () приращение, то это приводит к изменению тока iR через резистор R3:

(12.4)

где R3 – сопротивление резистора R3 (R3 >> rэ31 = rэ32).

Этот ток вызывает уменьшение тока в общей эмиттерной цепи транзисторов VT3 и VT4 на величину iR/2, что приводит к уменьшению коэффициента усиления по напряжению со входов «Вх.1»,«Вх.2»:

(12.5)

При другой фазе напряжения uy коэффициент Ku увеличивается пропорционально величине Uy.

Важной особенностью новой схемы на рис. 12.2а является подавление передачи сигнала управления uy со входа «Вх.y» на выход КДУ. Действительно, коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2.

(12.6)

где iэ1, iэ2 – эмиттерные токи составных транзисторов по входам Э1 и Э2.

Следовательно, ток на выходе КДУ не зависит от сигнала управления Uy. Это является необходимым условием подавления сигнала по входу «Вх.y» (Uy) в смесителях напряжений Uвх и Uy.

Полученные выше аналитические соотношения подтверждаются результатами компьютерного моделирования схемы КДУ на рис. 12.4 в среде PSpiceна моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар».  

а                                               б

Рис. 12.4. Схема КДУ (а) и ее компьютерная модель (б)

Коэффициент усиления Ku по напряжению КДУ (рис. 12.4) изменяется (при резисторах нагрузки R4 = R5 = 1 кОм) в диапазоне от 0 до
32 Дб (рис. 12.5, 12.6). При увеличении сопротивления резистора R1 схемы рис. 4 до 500 Ом повышается линейность характеристики управления Ku = f(Uy) и её масштаб по оси Uy (рис. 12.7).

Характеристика на рис. 12.8 показывает, что при изменении Uy в диапазоне от –1 до + 1 В выходное синфазное напряжение Uвых.с изменяется незначительно (на 2 мВ или менее чем на 0,02 %). Это свидетельствует о высоком подавлении сигнала управления Uy, который, однако, оказывает существенное влияние на коэффициент усиления Ku схемы.

На базе предлагаемых схем КДУ (см. рис. 12.2, 12.4) могут быть созданы перемножающие ячейки [65], которые в отличие от хорошо известных перемножителей Джильберта, имеют более широкий частотный диапазон и меньшее напряжение питания (рис. 12.9).

Рис. 12.5. Зависимость коэффициента усиления по напряжению Ku от частоты при разных значениях напряжения управления Uy = +  400 мВ...– 300 мВ

Рис. 12.6. Зависимость коэффициента усиления по напряжению Ku
от напряжения на управляющем входе Uy при R1 =  100 Ом.

Рис. 12.7. Зависимость коэффициента усиления по напряжению Ku от напряжения на управляющем входе Uy при сопротивлении резистора R1 =  500 Ом

Рис. 12.8. Зависимость выходного синфазного напряжения КДУ от напряжения на направляющем входе Uy при сопротивлении резистора R1 = 500 Ом

Рис. 12.9. Архитектура АПН на основе каскодного ДУ [65]

Таким образом, предлагаемые схемы управляемого каскодного дифференциального усилителя и аналогового перемножителя на его основе [65] могут иметь напряжение питания на уровне ±1,5 В, что позволяет рекомендовать их для использования в ВЧ и СВЧ интегральных микросхемах на базе техпроцесса SG25H2.